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Lorsqu’un système électronique (« source ») produit des perturbations électromagnétiques, il peut se produire un couplage par rayonnement ou par conduction avec un autre système (« victime ») qui interfère avec le fonctionnement de ce dernier. Par ailleurs, les PEM peuvent entraîner une baisse de sensibilité des récepteurs radio internes au système source. L’alimentation du système source comprend souvent un ou plusieurs convertisseurs Buck DC/DC qui assurent la conversion du courant en toute efficacité mais accentuent la résonance et créent des interférences à très haute fréquence. Plusieurs techniques de conception de base sont recommandées lors de l’utilisation de convertisseurs DC/DC, parmi lesquelles un bon circuit imprimé permettant de minimiser la taille des boucles de courant di/dt rapides, une réduction de la taille du noeud de commutation, source privilégiée de dv/dt élevés, le recours à une inductance blindée dont l’extrémité est raccordée au noeud de commutation et enfin le placement du convertisseur loin des composants du système affichant la plus haute sensibilité électrique (RF). Mais même lorsque le tracé du circuit imprimé est parfaitement réalisé, les convertisseurs continu-continu affichent des inductances (raccordements de circuits intégrés, pistes de circuit imprimé, condensateur de découplage) et des capacitances (raccordement des transistors à effet de champ et conception et matrices de circuits intégrés) parasites qui entraînent une résonance lors des cycles de commutation. Cette résonance peut aller de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de MHz en fonction de la bonne conception du circuit imprimé et de l’inductance et de la capacitance du circuit intégré et de son boîtier. De par ces très hautes fréquences, le parasitage peut alors se propager au-delà des filtres d’entrée ou des couplages par des capacitances parasites sur les câbles externes ou par rayonnement à partir des antennes des circuits imprimés parasités. Le présent article vise à présenter une autre manière de contrôler les convertisseurs Buck synchrones pour optimiser leur commutation afin d’éviter toute résonance sur le front montant de tension du noeud de commutation.

Comment faire commuter en douceur un convertisseur Buck synchrone standard

Lorsqu’on souhaite réduire les hautes fréquences qui font résonner un noeud de commutation, l’idéal dans la mesure du possible est de recourir à un CI avec composants intégrés permettant de les minimiser, comme un boîtier avancé. C’est le cas du LM53625/35-Q1 et du LMS3635/55-Q1, conçus pour des applications automobiles. Mais si l’on doit utiliser un autre hacheur série, on peut alors recourir à la technique décrite ci-après. Attention, celle-ci n’est applicable que dans les cas suivants :

1. Convertisseurs DC/DC à charge de courant relativement légère, de l’ordre de quelques centaines de mA. Comme on le verra par la suite, cette technique présente peu d’intérêt pour les applications à charge plus élevée. Mais beaucoup de matériels électroniques n’ont besoin que de courants à faible charge pour fonctionner.

2. Cette technique ne s’applique qu’aux convertisseurs Buck synchrones disposant d’un mode de fonctionnement en conduction continue forcée, également appelé mode MLI forcé (modulation de largeur d’impulsion). Ce mode permet d’obtenir un courant négatif au sein de l’inductance. Les autres hacheurs série synchrones à haute efficacité à charge légère (mode éco, modulation de fréquence d’impulsion ou tout autre mode de fonctionnement consistant à sauter des impulsions) coupent le transistor FET inférieur, empêchant ainsi toute valeur négative du courant. Ces convertisseurs ne sont donc pas adaptés à la technique décrite dans cet article.

3. Tout dépend de la fréquence qui pose problème dans votre système. S’il s’agit de la fréquence de commutation fondamentale du convertisseur DC/DC et de ses harmoniques, cette technique ne fera vraisemblablement qu’empirer les choses. En revanche, elle est adaptée aux cas où le problème vient des très hautes fréquences produites lors du front montant de tension du noeud de commutation du convertisseur.

La figure 1 présente le module d’évaluation standard (EVM) pour un convertisseur Buck synchrone LM25017 (version basse tension 48 V du modèle LM5017 100 V) : la tension d’entrée est de 24 V, la tension de sortie de 10 V. Sont utilisées une inductance standard d’EVM de 220 μH et une fréquence de commutation de 480 kHz. Le courant est de 180 mA. Les courbes de commutation représentées dans la figure 2 sont générées à l’aide de l’outil logiciel de simulation TINA-TI™. Le courant d’ondulation de l’inductance est de 60 mA crête à crête et le courant de l’inductance est toujours positif.

Dans l’essai réel de l’EVM (figure 3), on constate une résonance sur le front montant de tension du noeud de commutation, à environ 190 MHz. La courbe présente la forme caractéristique des commutations dures (la largeur de bande de l’oscilloscope disponible n’est que de 200 MHz, donc on peut supposer que l’amplitude de la résonance est d’environ 3 dB de plus qu’en réalité, soit environ 1,4 fois plus grande). Avant le front de montée, on observe un laps de temps d’environ 60 ns pendant lesquelles la tension est négative, ce qui correspond au moment où la diode du transistor FET inférieur assure la conduction pendant la coupure du convertisseur (cette coupure permet d’assurer un temps de latence entre les coupures des transistors supérieur et inférieur afin de prévenir tout risque de transconductance en évitant que leurs périodes de conduction ne se chevauchent). L’amplitude du dépassement et de la résonance de la courbe de tension du noeud de commutation est souvent plus élevée en montée qu’en descente.

Avec une inductance à 22 μH, la courbe change. Le courant d’ondulation passe à 540 mA crête à crête, ce qui est bien plus élevé que les valeurs pour lesquelles un hacheur série est généralement conçu. Avant le recours généralisé à des condensateurs céramique multicouches (MLCC), il aurait été difficile à cause de la résistance série équivalente du condensateur de sortie de produire une ondulation de tension trop élevée sur la tension de sortie. Mais les MLCC ayant une résistance série équivalente de l’ordre de quelques mΩ à peine, le courant d’ondulation de 540 mA crête à crête n’engendre qu’une ondulation de tension de sortie de 2,7 mV crête à crête pour une MLCC avec résistance série équivalente de 5 mΩ par exemple, et ce à cause de la résistance série équivalente. Si l’on utilise une inductance de 22 μH au lieu d’une inductance de 220 μH, le premier atout est la réduction de taille de l’ensemble de la solution de conversion DC/DC dans la mesure où l’inductance est souvent le composant le plus volumineux.

Présentée en figure 4, la nouvelle simulation de courbe affiche un passage négatif du courant d’inductance. Le courant passe en effet à zéro puis continue à chuter, comme le permettent les hacheurs série synchrones disposant d’un mode MLI forcé. En essai réel (figure 5 présentant la tension du noeud de commutation), on constate que le laps de temps sans conduction de la diode du transistor FET inférieur a disparu et que le front de montée de la courbe est plus lent et sans résonance. En voici la raison.

Lorsque le transistor inférieur est allumé, le courant de l’inductance descend à zéro et en dessous. Le transistor inférieur s’éteint et la période de latence commence, pendant laquelle aucun transistor FET n’est allumé. Comme le courant de l’inductance est négatif, il continue à passer à travers la diode du transistor supérieur et à revenir dans l’alimentation. Mais avant cela, il doit charger la capacité parasite du noeud de commutation, ce qui entraîne un ralentissement de l’augmentation de la tension du noeud de commutation ( 35 ns) par rapport à la commutation « dure » ( 5 ns). Dès que la tension dépasse la tension d’alimentation, la diode du transistor FET supérieur assure la conduction et rétablit la tension du noeud d’alimentation au niveau de la tension d’alimentation, avec une légère augmentation due à la diode. Une fois le temps de latence écoulé, le transistor supérieur s’allume en étant parcouru uniquement par la tension de la diode, ce qui assure une commutation en douceur. Dès que le transistor supérieur est allumé, la tension du noeud de commutation correspond à la tension d’alimentation. La diode du transistor inférieur n’a pas assuré de conduction et le noeud de commutation est déjà au niveau de tension d’alimentation augmenté de celle de la diode, de sorte que la résonance parasite évoquée ne se produit pas. Par ailleurs, la diode du transistor FET inférieur n’accumule pas de courant évacué lors de l’allumage du transistor supérieur, ce qui élimine toute autre source d’émission PEM que l’on peut voir dans une commutation dure. La montée plus lente de la tension du noeud de commutation pendant une commutation douce contribue également à réduire les PEM.

Si l’on maintient la charge à 180 mA et que l’on baisse la tension d’entrée, le courant descend moins dans les valeurs négatives. À partir de Vin = 16 V, le courant reste positif et l’on perd toute notion de commutation « douce ». En conservant une Vin de 24 V et en augmentant la charge, le courant est de plus en plus positif, et à partir de 280 mA il ne passe plus en dessous de zéro (donc plus de commutation douce non plus). En augmentant la tension d’entrée au-delà de 16 V et en diminuant la charge en dessous de 280 mA, le courant de l’inductance devient de plus en plus négatif. L’idéal serait donc d’utiliser le logiciel TI Power Stage Designer™ afin de choisir une inductance permettant de s’assurer que le courant reste négatif à charge maximale avec une tension d’entrée minimale pour le système. On s’assurera ainsi que le convertisseur DC/DC assure une commutation douce lors du front de montée.

Conclusion

Utilisée dans les bonnes conditions pour une application ad hoc nécessitant une réduction des très hautes fréquences, la méthode visant à augmenter le courant d’ondulation pour permettre au courant de l’inductance de passer en négatif permet d’adoucir la commutation lors du front de montée de la courbe du noeud de commutation, ce qui permet de réduire les PEM à très haute fréquence ainsi que la taille de l’ensemble de la solution.

Outre le LM25017/LM5017, d’autres CI adaptés existent : TPS54308 (28 V/3 A), TPS561208 (17 V/1 A), LM53602 (36 V/2 A, FMLI élevée), LM53600/1-Q1 (36V/0,65 A/1 A), TPS562219A (17 V/2 A), LM5161 (100 V/1 A, FMLI élevée), TPS562208/09 (17 V/2 A), LM5160 (65 V/2 A, FMLI élevée), TPS54239 (23 V/2 A), LM25018/19 (48 V/0,3 A/0,1 A), LM5018/19 (100 V/0,3 A/0,1 A), TPS54120 (17 V/1 A, + LDO), TPS54227/9 (18 V/2 A).

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